晶闸管触发脉冲移相控制电路设计与优化

2023-06-30 理论教育版权反馈

【摘要】：晶闸管触发脉冲移相控制电路有多种形式，根据其工作原理可分为切割式与积分式两类。在图5-30b所示同步电压ut的mn范围内，触发脉冲的相位随Uk的大小而变化，其理论移相范围为180°。2）阻容移相电路。表5-3 主变压器与同步变压器接法的对应关系图5-36所示为阻容移相电路原理图。由图可知，移相角φ=80°可以满足触发脉冲移相范围内进行近似线性调节的要求。um为窄脉冲，控制并联

晶闸管触发脉冲移相控制电路有多种形式，根据其工作原理可分为切割式与积分式两类。

1.切割式

切割式触发脉冲移相控制电路的基本工作原理是将控制信号U_k与同步信号u_t进行比较，在控制电压与同步电压相等处（即在控制电压与同步电压的切割点上），产生所需的晶闸管触发脉冲。控制信号是一个直流电压信号，同步信号是与弧焊电源整流电路输入交流电压保持同相或固定相位差的正弦波或锯齿波电压信号。

（1）正弦波同步一般正弦波同步信号与弧焊电源整流电路的交流电源电压来自同一电网，所以两者之间自然保持同相或固定相位差。正弦波同步信号的幅值一般在几伏至十几伏，一般是由同步变压器降压得到的。正弦波同步移相触发电路如图5-30所示。

图5-30 正弦波同步移相触发电路

a）电路图 b）波形图

在图5-30a中N为比较器，直流控制信号U_k和同步正弦波信号u_t分别从比较器的反相输入端和同相输入端输入，通过比较，得到矩形波的输出信号u_a，即当u_t＞U_k时，u_a=0；当u_t＜U_k时，u_a≈+U_cc（比较器电源电压）。u_a的跃变点对应于u_t与U_k的切割点（见图5-30b）。矩形波u_a通过RC构成的微分电路，转换为脉冲信号u_P，即在u_a的上升沿和下降沿分别产生正、负脉冲信号。晶体管VT起功率放大作用，当u_P为正脉冲时，VT导通，通过脉冲变压器（或光隔离器），向晶闸管输出触发脉冲。在图5-30b所示同步电压u_t的mn范围内，触发脉冲的相位随U_k的大小而变化，其理论移相范围为180°。

为了保证触发脉冲的相位随U_k的大小而线性变化，同步信号u_t与主电路中晶闸管的阳极电位u₂一般要求有90°的相位差，如图5-31所示。由图5-31可见，当u_t与u₂相差90°时，恰好是u₂的半个波处于u_t正弦波曲线的mn范围内。由于u_t在mn曲线段具有单调近似线性，因此U_k与u_t的切割点可以在mn段连续变化，理论移相范围可达180°。对于三相可控整流的弧焊电源，晶闸管的移相范围是从自然换相点算起，自然换相点在u₂的30°处，由于30°～120°正是mn区间内线性较好的一段，因此图5-30所示的U_k与u_t的关系，原则上可用于所有的晶闸管整流式弧焊电源。

同步信号u_t与主电路电压u₂要满足图5-31所示的关系，一般有两种类型的移相电路：

1）变压器变换移相电路。利用三相交流电△与Y形接法之间的30°相位差，通过变压器一次与二次之间不同的接法，可以获得90°的相位差。设主变压器T的一次线圈与二次线圈采用△/Y联结，同步变压器TS一次与二次为Y/Y联结，如图5-32所示。

图5-31 同步电路与主电路相位关系

图5-32 获得90°相位差的变压器电路

a）主变压器接线图 b）同步变压器接线图

在三相交流电中，线电压与相电压之间有30°的相位差。

在图5-32中，由于主变压器一次线圈为△形联结，二次线圈为Y形联结，因此，主变压器二次线圈的相电压u_2a、u_2b、u_2c分别与一次线圈的线电压u_ab、u_bc、u_ca同相，而比同步变压器一次线圈相电压u_a、u_b、u_c超前30°，如图5-33所示。

同步变压器中的一次、二次线圈均为Y形联结，所以同步变压器中的二次线圈相电压u_ta、u_tb、u_tc分别与一次线圈相电压u_a、u_b、u_c同相，如图5-34所示。

将图5-33与图5-34叠加，则得到图5-35所示的同步电压与主变压器的相位关系。按图5-31所示的u_t超前u₂90°的要求，可以从图5-35中确定u₂与u_t的对应关系，见表5-2。

图5-33 主变压器电压矢量图

图5-34 同步变压器电压矢量图

图5-35 主变压器与同步变压器电压矢量图

表5-2 主变压器与同步变压器电压的相位关系

上述讨论是根据图5-31所示的u_t与U_k在比较器N的输入端的接法。如果u_t与U_k接法对调一下，则要求同步电压u_t滞后主变压器电压u₂90°。

必须指出，表5-2中所示的对应关系是在图5-32所示交流电相序下得到的，如果将任意两相对调一下，其相序改变，则表5-2中对应关系就不存在了。因此，使用这种电路时，对三相交流电源的相序是有要求的。为了保证相序正确，通常在电源的输入端加相序检测电路，相序不正确时，主电路不能启动。由于这种电路是将正弦波同步信号直接与直流控制电压进行电平比较，故对同步电压波形要求不能失真，否则将引起干扰。

2）阻容移相电路。它是交流电路中常用的一种移相方法。对于晶闸管弧焊整流电源，通常采用同步电压u_t与电源电压u₂同相的接法。由于同步变压器的二次必须是Y形接法（因要求有共地点），因此为了达到u_t与u₂同相，主变压器与同步变压器的接法必须遵照一定的对应关系，其对应关系见表5-3。

表5-3 主变压器与同步变压器接法的对应关系

图5-36所示为阻容移相电路原理图。图中u_ta、u_tb、u_tc为同步变压器TS的输出电压，通过RC电路，使电容C上的电压u_t′_a、u_t′_b、u_t′_c滞后于u_ta、u_tb、u_tc，其滞后角度φ即为移相角度：φ=arctanωRC。可见，φ由电路中的RC参数决定。

根据移相角度φ与RC的关系可知，只有当RC→∞时，φ才能达到90°，所以实际上φ＜90°，通常取φ=80°，此时，u_t与u₂的关系如图5-37所示。由图可知，移相角φ=80°可以满足触发脉冲移相范围内进行近似线性调节的要求。此时同步电压的幅值为u_t′_a=1/5u_ta（其余各相与此相同）。

采用阻容移相有许多优点，最显著的是它对电源输入无相序要求，而且移相电路本身又可以对同步信号进行滤波，对电网电压波形畸变和尖峰干扰有很强的抑制作用，从而提高了电路的可靠性。不过此电路中要求阻容参数精确一致，否则将使三相同步信号之间产生相位和幅值误差，使晶闸管导通时间不一致，导致输出电压波动较大，甚至引起电路振荡。

图5-36 阻容移相电路

图5-37 阻容移相相位关系

（2）锯齿波同步锯齿波同步往往是将正弦波同步信号通过转换电路变为锯齿波同步信号。图5-38所示是锯齿波同步信号工作原理图。

如图5-38所示，正弦波u经过零检测电路ZP得到与正弦波过零点相对应的同步脉冲u_m。um为窄脉冲，控制并联在电容C上的开关K的通断，当u_m出现时，K瞬时闭合，电容C迅速放电，使电容C上的电压u_t=0；u_m消失后，K断开，电容C在电流源I的作用下充电，使u_t线性上升；循环往复，形成锯齿波信号。u_m的周期决定了锯齿波同步信号u_t的周期。锯齿波u_t与u_m保持同步，也就是与正弦波u保持同步。u通过同步变压器与主电路的u₂同步，从而实现了锯齿波u_t与主电路电压u₂的同步。

锯齿波同步信号u_t通过比较器N与直流控制信号U_k相比较，U_k切割锯齿波u_t，在其相交点处产生矩形波u_a。通过微分电路RC₁产生与u_a相对应的触发脉冲u_p。改变U_k，U_k与u_t的切割点随之改变，从而改变了触发脉冲u_p的相位，即实现了移相控制目的。该移相脉冲电路波形如图5-38b所示。

图5-38 锯齿波同步电路

a）电路图 b）波形图

对比正弦波同步电路，锯齿波同步电路不是直接利用正弦波信号作为同步信号，而是利用正弦波的过零点对电容进行同步放电，由恒流源充电电路在电容上产生线性上升的电压波形，从而形成锯齿波，该锯齿波信号作为同步信号。

2.积分式

积分式触发脉冲移相控制电路的基本原理：将控制信号通过同步积分电路与固定的基准电压进行比较，当积分电路输出达到该基准电压时，产生所需要的触发脉冲。

图5-39所示的单结晶体管触发脉冲移相控制电路是积分式触发脉冲移相控制电路。该电路中，单结晶体管是核心器件。单结晶体管是一种特殊的半导体器件。它有三个极，发射极e、第一基极b₁和第二基极b₂。工作时，b₂、b₁之间加固定的正向电压U_bb，e加正向电压U_e。

分压比η是单结晶体管的一个重要参数，其值由单结晶体管的结构决定，通常η=0.3～0.9，一般在0.5以上。

图5-40显示的是单结晶体管特性曲线。由图可见，由截止区变为负阻区的转折点P称为峰点，对应的电压U_P和电流I_P称为峰点电压和峰点电流；由负阻区变为饱和区的转折点V称为谷点，对应的电压U_V和电流I_V称为谷点电压和谷点电流。

图5-39 单结晶体管积分式移相电路

图5-40 单结晶体管的特性

如果单结晶体管发射极e上所加的正向电压U_e是逐渐升高的，当U_e＜ηU_bb时，单结晶体管的eb₁结可以看成是一个等效二极管，该二极管处于反向偏压的截止状态；当U_e=ηU_bb时，二极管转为零偏，I_e=0；当ηU_bb＜U_e＜ηU_bb+U_D（U_D为eb₁结的正向压降，约为0.7V）时，二极管处于正向偏压，但仍未导通，电流I_e很小，单结晶体管一直工作在截止区。

当U_e=ηU_bb+U_D=U_P时，二极管导通，I_e增大，同时U_e随I_e增加而下降，特性进入负阻区。负阻区是不稳定的过渡区，当U_e=U_P后，单结晶体管从截止区迅速经过负阻区达到谷点V。此时需要增加U_e，单结晶体管恢复正阻特性，进入饱和区。

由此可见，当U_e＞U_P时，单结晶体管才会导通；当U_e＜U_V、I_e＜I_V时，管子又会重新阻断。

图5-39所示的单结晶体管触发脉冲移相控制电路由单结晶体管VU、晶体管VT₁和VT₂、电容C等组成。

当直流控制电压信号U_k=0时，晶体管VT₁、VT₂均截止，其集电极-发射极之间的等效电阻很大，电容C的充电时间常数很大。当U_k为一正电压信号，VT₁基极电位升高，I_b1增大，VT₁工作在放大区，I_b2也增加，VT₂也工作在放大区，其集电极-发射极之间的等效电阻减小，电容C的充电时间常数减小，此时，直流电源V_CC通过电阻R₃、晶体管VT₂对电容C充电，其充电电流为I_c2。电容上的电压u_c随时间增加而上升，而u_c作用在单结晶体管VU的发射极，即u_c=u_e。在u_e＜U_P时，I_e=0，单结晶体管工作在截止区，电容电压u_c与控制电压U_k呈积分关系随时间增加而上升。当u_c增加到U_P值，即u_e=U_P时，单结晶体管由截止转变为导通，电容上的电压u_c不能突变，只能是单结晶体管电流I_e突变，其工作点由峰点P跳到谷点V。电容上的电压开始通过单结晶体管的eb₁结迅速向脉冲变压器TM放电，放电电流在脉冲变压器二次端感应出触发脉冲u_P。随着电容的放电，u_c下降，当u_c＜U_V，即u_e＜U_V时，单结晶体管从导通转变为截止，电容C又开始新的充电过程。循环往复，电路形成振荡，产生一系列的触发脉冲。图5-41为该电路各点的电压波形图。由此可见，在直流控制电压信号U_k的作用下，积分电路中的输出电压u_c发生变化，当其达到单结晶体管固定的峰点电压U_P时，该触发电路产生触发脉冲。

图5-41 单结晶体管移相触发波形

该电路中的ZP起同步作用。由于同步信号u_t的作用，在同步点使同步开关ZP连通，电容C被强迫放电，使u_c=0，然后ZP关断，电容C重新开始充电。也就是说，每次在同步点，电容都是由0电平开始充电，从而保证每个晶闸管所需要的触发脉冲相位都相同。在产生第一个触发脉冲以后，电容充电过程可能达不到U_P，电容C就可能被同步开关ZP强迫放电（见图5-41），或者又有若干个触发脉冲产生，但是只有同步点以后的第一个脉冲为晶闸管触发的“有效”脉冲，该脉冲与同步点之间的时间即为整流电路中晶闸管的触发脉冲触发延迟角α，其余脉冲对晶闸管触发不起作用。直流控制电压U_k越大，晶体管VT₂的集电极-发射极之间的等效电阻越小，充电电流I_c2越大，电容C的充电时间越短，积分电路中输出电压u_c达到单结晶体管固定的峰点电压U_P的时间越短，触发脉冲相位前移，触发脉冲触发延迟角α越小，改变直流控制电压信号U_k的大小，也就改变了触发脉冲的相位。

单结晶体管移相触发电路比较简单，易于调试。由于单结晶体管的参数如η具有较大的分散性，同时又容易受环境温度的影响而波动，所以在多路触发的一致性和工作稳定性上该电路难以达到较高的水平。

晶闸管触发脉冲移相控制电路设计与优化

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