电流整形技术与FAN4803的内部结构有关，见图4-27。FAN4803芯片内部设有误差放大器和电路外部的瞬态误差补偿，为电路提供低电流启动和低电流运行创造了有利条件。4）FAN4803具有过电压、欠电压和降低输出的保护功能，电路在控制周期有峰值电流限制、占空比限制以及软启动等先进的控制方式，由于芯片设置了这些方式，电路的启动电流为150μA，空载或待机电流仅为2mA。......
2023-06-25
FAN4803电路的运作原理
【摘要】：R14、R15的电阻值应为式中，VSVO为设计输出电压，也是PFC的输出电压；VEAO为FAN4803设置的5V标准电压；IPCM为FAN4803片内变换电流。
1.同步开关的基本原理
输入电流整形技术是一种新技术，是两种调制即PWM脉宽调制和PFC调制在一个时钟脉冲对开关管接通和关闭，是将误差放大器输出电压与调制斜坡比较，利用一个脉冲的前沿将开关关闭，后沿将开关接通，这就是同步开关。电流整形技术是利用升压变压器来实现的，开关管在关闭期间，升压变压器的电流下降和PFC的输出电压比较，当两个信号相交时，开关管的关闭时间即被确定，这周期剩余时间则是导通时间。开关管关闭时间的长短是由斜坡电压变化率来决定的，开关管关闭时间越长，不但对开关管的使用寿命带来好处，并对输出负载大小做出补偿。由于升压变压器的电感电流与输入电压成正比，从而保持了高功率因数。
2.PFC控制电路工作原理与设计
FAN4803内部斜坡电流源是由4脚VEAO脚的信号电压来调整的，由图4-27可知，放大了VEAO信号，对电容C1进行充电，其充电电流的频率为67kHz。PFC电路是利用芯片内一个35μA电流变换电路，经误差放大器放大，由VT3阻抗配置后，与5.0V的VEAO电压进行比较，经PFC逻辑调制，输出PFC调制电阻R14、R15升压至400V。R14、R15的电阻值应为
式中，VSVO为设计输出电压，也是PFC的输出电压；VEAO为FAN4803设置的5V标准电压；IPCM为FAN4803片内变换电流。
调节R14、R15的电阻值可调节PFC的输出电压的高低，其变化范围为10%，要求PFC的输出电压为430V，因此要求输出滤波电容C3的耐压额定值为450V。
电解电容的容量计算：
为了抑制电路谐波失真，由C18、R13组成电压环路补偿电路，以确保电压带宽不低于120Hz，补偿网络的极限电容C17可支持误差放大器的覆盖频率下的增益量，电容C18、电阻R13的计算公式如下：
式中，ΔVEAO为检测输入电压变化量，取ΔVEAO=0.5V；f为电流谐波交叉频率，典型值30kHz。
=4.2nF，取4.4nF标称电容
，取120kΩ标称电阻
电路处在稳定工作期间，IEAO设置为25μA，通电启动时，片内误差放大器的转换电流失去作用，直到供电压VCC上升到12V时，PFC内部误差放大器恢复工作，开关管采用前沿调制，VEAO迫使PFC输出的占空比为零值，其结果将保证PFC控制电路在开关管导通时进入软启动状态。当VCC供电电压升到12V时，则片内转换电路就开始工作，然后补偿电路的35μA转换电流通过电容放电，直到建立稳定的工作点。如图4-26所示，升压变压器TR1的一次电感，必须保证供电电压处于低压时，脉动电流的峰值为输入电流20%。我们知道，开关管导通是利用控制脉冲后沿触发的，这样有足够的输出电流断开过电流比较器。PFC升压变压器的主要参量计算如下：
峰值电流IPK计算：
式中，VACmin与交流输入最低电压。
占空比Dmax的计算：
一次电感L的计算：VDS（on）为开关管开通电压，取10V
从图4-27中可以看到，在非连续传导模式（DCM）下，采用FAN4803控制芯片，对输入电流进行整形，会对控制状态失去控制机会，造成对功率因数调整下降，还会造成输出电压过高，针对这种现象，为了在DCM条件下，使脉宽调制技术得到应用，可以调整升压变压器的电流经过零值时降低斜率，这样开关管的关闭时间就会被确定，PFC的脉冲电流足以将MOSFET驱动起来，工作程序启动，消除了因输入电流波形整形，所要越过死区时间。具体解决的方法是：在电路上增加一个电流检测信号，此信号强迫占空比在轻载时为零，使PFC不在非连续模式工作，并使触发脉冲从连续传导模式，跳跃到占空比为零的控制状态。这种电流检测信号由电路滤波分压采集，该信号能对每个触发脉冲发出电流限制的信息。而限制电流与占空比有很大的关系，通过低通网络把丢失信号减到最小。低通网络由C6、VD7组成。图4-26中的IC1的1脚把PFC和PWM分别输送到VT1的栅极和VT3的源极，通过低通网络均衡偏置的方波电压，合成效应负极性电压与输入检测电流相加，分别控制PFC和PWM，以实现同步开关控制技术。
PFC电流检测电阻R4计算：
式中，VLIMIT为检测信号电压，设定最大值为1V；IPK为峰值电流。
场效应晶体管VT1的栅极是PFC和PWM驱动的，它的输出峰值电流变化率是1A，栅极的驱动电阻R2采用22Ω，这样可以使栅极峰值电流小于1A，有利VT1的驱动电压关闭，也能将IC1的电源供电电压关闭。电路处在待机模式时，这就实现了电路在零负载和待机状态时小于1W的功耗。PWM的控制电路由IC2B、R32、R33、R38、R37组成。当输出负载为额定值4.5A时，在电阻R31上产生的压降由R37送到IC2B的5脚。当输入电压大于反相输入电压（6脚）时，IC2B的7脚输出高电压，使光耦合器IC6启动工作，向场效应晶体管VT3的栅极输出驱动电压，也使IC1的1脚将驱动电压信号通过VT3驱动VT1，使VT1进入PWM调制状态，从而实现根据负载的变化对VT1的工作状态进行控制。
电路为了提高晶体管VT2的开关特性，降低它的开关损耗，采用了开关加速电路，它由R25、R26、C5、VT4组成。C5为加速电容，使VT2的饱和与截止时间减小，加速翻转。改变R24，将改变VT2的导通时间。若R24电阻减小，则导通时间减小，但驱动电流上升，驱动电流脉冲上升沿加陡，对开关晶体管的使用寿命不利，同时EMI的干扰加深，综合考虑，电阻R24使用220Ω比较合适。
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