双向DC-DC变换器的系统框架选择与分析

基本信息

一、方案比较与论证

1.总体方案设计与系统框图

本设计要求整体电路实现充电、放电两种模式。在充电模式中实现电流范围内步进可调且有较高的控制精度。在充电电压变化时，维持充电电流恒定。充电时具有较高效率和过压保护功能。在放电模式下，实现充电电压变化时U2的恒定，同时双向电路能够自动转换工作模式并且具有超高效率。本题的结构如图A-7-1所示。

一、方案比较与论证

1.总体方案设计与系统框图

本设计要求整体电路实现充电、放电两种模式。在充电模式中实现电流范围内步进可调且有较高的控制精度。在充电电压变化时，维持充电电流恒定。充电时具有较高效率和过压保护功能。在放电模式下，实现充电电压变化时U2的恒定，同时双向电路能够自动转换工作模式并且具有超高效率。本题的结构如图A-7-1所示。

图A-7-1　双向DC-DC变换器结构

在仔细考究题设要求之后，本设计采用MSP432作为主控MCU，选取非隔离型Buck-Boost双向DC-DC变换拓扑，配合UCC27211高低侧MOSFET驱动芯片以及大功率MOS管CSD18533作为主要器件，通过实时采样和PID调节维持所需各类参数的稳定来完成系统的设计。本设计的系统框架如图A-7-2所示。

图A-7-1　双向DC-DC变换器结构

在仔细考究题设要求之后，本设计采用MSP432作为主控MCU，选取非隔离型Buck-Boost双向DC-DC变换拓扑，配合UCC27211高低侧MOSFET驱动芯片以及大功率MOS管CSD18533作为主要器件，通过实时采样和PID调节维持所需各类参数的稳定来完成系统的设计。本设计的系统框架如图A-7-2所示。

图A-7-2　本设计系统框图

2.双向DC-DC变换拓扑的选择

首先，由于发挥部分对整体工作电路总重量不大于500 g的要求，带有变压器等器件的隔离式双向DC-DC电路本设计并未考虑。

方案1：Cuk双向DC-DC变换器。Cuk变换器的能量经过3次变换由输入电源传递到负载。由参考文献知，这不是有效的能量传输形式，Cuk型BDC不适用于大功率应用场合。

图A-7-2　本设计系统框图

2.双向DC-DC变换拓扑的选择

首先，由于发挥部分对整体工作电路总重量不大于500 g的要求，带有变压器等器件的隔离式双向DC-DC电路本设计并未考虑。

方案1：Cuk双向DC-DC变换器。Cuk变换器的能量经过3次变换由输入电源传递到负载。由参考文献知，这不是有效的能量传输形式，Cuk型BDC不适用于大功率应用场合。

图A-7-3　Cuk BDC的拓扑

方案2：Sepic/Zeta双向DC-DC变换器。Sepic变换器和Zeta变换器的单向开关换成双向开关具有同样的结构，构成Sepic/Zeta BDC，如图A-7-4所示。其能量传输过程和Cuk BDC类似，也不适用于大功率应用场合。

图A-7-3　Cuk BDC的拓扑

方案2：Sepic/Zeta双向DC-DC变换器。Sepic变换器和Zeta变换器的单向开关换成双向开关具有同样的结构，构成Sepic/Zeta BDC，如图A-7-4所示。其能量传输过程和Cuk BDC类似，也不适用于大功率应用场合。

图A-7-4　Sepic/Zeta BDC拓扑

方案3：Buck-Boost双向DC-DC变换器。Buck-Boost BDC拓扑如图A-7-5所示，变换器可以工作在ZCS状态，也可以工作在电感电流过零状态，实现开关管的ZVS开关。Buck-Boost型BDC的优点在于电路结构和控制策略简单。

图A-7-4　Sepic/Zeta BDC拓扑

方案3：Buck-Boost双向DC-DC变换器。Buck-Boost BDC拓扑如图A-7-5所示，变换器可以工作在ZCS状态，也可以工作在电感电流过零状态，实现开关管的ZVS开关。Buck-Boost型BDC的优点在于电路结构和控制策略简单。

图A-7-5　Buck-Boost BDC拓扑

综上可知，在排除了隔离型双向DC-DC拓扑后，实际可选的拓扑结构非常有限，Cuk与Sepic结构相比于方案3不仅元件更多，而且不适用于大功率场合，所以我们选择方案3。

二、理论分析及电路设计

1.提高效率的方法

效率是题目的一个重要指标，系统的主要效率损耗来源于MOS管、二极管及电感等器件产生的热损耗，MOS管驱动器也将产生一部分工作损耗。

选取合适的MOSFET及开关频率是保证效率的关键。系统采用具有毫欧级导通内阻，栅极电容较小的开关管CSD18533，其耐压值Vds为60 V，完全可以满足应用要求；同时，合适的开关管也要和相应的驱动相配合，优化的栅极驱动结构和器件参数保证了MOSFET能达到应有的性能。

在开关频率的选取上，较高的开关频率可以减小变换器的体积和重量，但是随着频率的增加，MOS管的开关损耗也会随之增加，开关管损耗与开关频率成正比，通过实际电路测试，我们选取开关频率为50 kHz。

2.理论分析与电感参数选择

本设计采用非隔离式双向DC-DC变换器。非隔离式BDC拓扑，主要有Buck-Boost、Cuk、Sepic、Zeta等4种形式。这里，本设计以不隔离的Buck-Boost电路为例，采用电感电流过零的方案，进行理论分析和参数计算。

图A-7-5　Buck-Boost BDC拓扑

综上可知，在排除了隔离型双向DC-DC拓扑后，实际可选的拓扑结构非常有限，Cuk与Sepic结构相比于方案3不仅元件更多，而且不适用于大功率场合，所以我们选择方案3。

二、理论分析及电路设计

1.提高效率的方法

效率是题目的一个重要指标，系统的主要效率损耗来源于MOS管、二极管及电感等器件产生的热损耗，MOS管驱动器也将产生一部分工作损耗。

选取合适的MOSFET及开关频率是保证效率的关键。系统采用具有毫欧级导通内阻，栅极电容较小的开关管CSD18533，其耐压值Vds为60 V，完全可以满足应用要求；同时，合适的开关管也要和相应的驱动相配合，优化的栅极驱动结构和器件参数保证了MOSFET能达到应有的性能。

在开关频率的选取上，较高的开关频率可以减小变换器的体积和重量，但是随着频率的增加，MOS管的开关损耗也会随之增加，开关管损耗与开关频率成正比，通过实际电路测试，我们选取开关频率为50 kHz。

2.理论分析与电感参数选择

本设计采用非隔离式双向DC-DC变换器。非隔离式BDC拓扑，主要有Buck-Boost、Cuk、Sepic、Zeta等4种形式。这里，本设计以不隔离的Buck-Boost电路为例，采用电感电流过零的方案，进行理论分析和参数计算。

图A-7-6　Buck-Boost BDC主电路拓扑以及电感电流

由图A-7-6电感电流可知，该电路工作时共经历6个模态，由模态分析可见，S1、S2是零电压开通(ZVS)，D1、D2都是自然导通和关断。要实现电感电流过零工作，则电感L取值应满足(设S1导通占空比为D)：

图A-7-6　Buck-Boost BDC主电路拓扑以及电感电流

由图A-7-6电感电流可知，该电路工作时共经历6个模态，由模态分析可见，S1、S2是零电压开通(ZVS)，D1、D2都是自然导通和关断。要实现电感电流过零工作，则电感L取值应满足(设S1导通占空比为D)：

为避免S1和S2的同时导通，需要留有一定的驱动死区td；为实现开关管S1和S2的ZVS导通，需要在其反并联二极管续流期间驱动开通。因此，合适的死区时间为：

为避免S1和S2的同时导通，需要留有一定的驱动死区td；为实现开关管S1和S2的ZVS导通，需要在其反并联二极管续流期间驱动开通。因此，合适的死区时间为：

式中，ΔiL为电感电流峰峰值。

为保证开关管反并联二极管导通，开关管关断后，电感电流应能抽取开关管并联在电容中的能量。因此，应满足的能量要求为：

式中，ΔiL为电感电流峰峰值。

为保证开关管反并联二极管导通，开关管关断后，电感电流应能抽取开关管并联在电容中的能量。因此，应满足的能量要求为：

根据式(1)～(3)可选取电感L的值，在实际计算中，我们也可以采用简单Buck-Boost结构估算电感值，在50 kHz的工作频率下，我们最终选择的电感为150 μH，采用漆包线在铁氧体磁芯上4股并绕以满足功率和损耗的要求，同时减小了电感的趋肤效应。

根据式(1)～(3)可选取电感L的值，在实际计算中，我们也可以采用简单Buck-Boost结构估算电感值，在50 kHz的工作频率下，我们最终选择的电感为150 μH，采用漆包线在铁氧体磁芯上4股并绕以满足功率和损耗的要求，同时减小了电感的趋肤效应。

图A-7-7　Buck型BDC等效电路

图A-7-7为Buck型BDC的等效电路。其中Req为等效负载，它既代表耗散型的负载，也代表可提供功率的电源。设图A-7-7中S2的占空比为D，则输入电压与输出电压的关系为：

图A-7-7　Buck型BDC等效电路

图A-7-7为Buck型BDC的等效电路。其中Req为等效负载，它既代表耗散型的负载，也代表可提供功率的电源。设图A-7-7中S2的占空比为D，则输入电压与输出电压的关系为：

在图A-7-7所示电路Ui侧稳压时，为Boost型BDC。设图A-7-7中S2的占空比为D，则输入电压与输出电压的关系为：

在图A-7-7所示电路Ui侧稳压时，为Boost型BDC。设图A-7-7中S2的占空比为D，则输入电压与输出电压的关系为：

3.硬件电路设计

(1)主拓扑电路设计

本部分采用UCC27211作为MOSFET驱动器，该IC为可以提供4 A峰值电流的高频高侧/低侧驱动器，芯片内部集成有自举二极管，外加自举二极管保证了大电流工作下的可靠性。MOSFET选择CSD18533KCS，电路如图A-7-8所示。

3.硬件电路设计

(1)主拓扑电路设计

本部分采用UCC27211作为MOSFET驱动器，该IC为可以提供4 A峰值电流的高频高侧/低侧驱动器，芯片内部集成有自举二极管，外加自举二极管保证了大电流工作下的可靠性。MOSFET选择CSD18533KCS，电路如图A-7-8所示。

图A-7-8　主拓扑电路

(2)电压采样电路

电压采样采用高精度电阻分压接电压跟随器，运放选择LM358，双路电压采样均采用相同结构，一路将电压缩小9倍，一路将电压缩小12倍采样，电路如图A-7-9所示。

(3)电流采样电路

本部分采用可编程增益电流并联监视器，INA225是一款电压输出、电流感测放大器，此放大器电流感测电阻器在0～36 V的共模电压范围内的压降，此压降与电源电压无关，在电路中通过两个可编程引脚将电压放大倍数设为50倍，电流采样电路如图A-7-10所示。

图A-7-8　主拓扑电路

(2)电压采样电路

电压采样采用高精度电阻分压接电压跟随器，运放选择LM358，双路电压采样均采用相同结构，一路将电压缩小9倍，一路将电压缩小12倍采样，电路如图A-7-9所示。

(3)电流采样电路

本部分采用可编程增益电流并联监视器，INA225是一款电压输出、电流感测放大器，此放大器电流感测电阻器在0～36 V的共模电压范围内的压降，此压降与电源电压无关，在电路中通过两个可编程引脚将电压放大倍数设为50倍，电流采样电路如图A-7-10所示。

图A-7-9　电压采样电路

图A-7-9　电压采样电路

图A-7-10　电流采样电路

三、软件设计

1.程序流程图

系统上电后完成所需模块配置，进入模式选择界面。该界面下，可以选择充电模式、放电模式和发挥部分的自动调节模式。

当电路工作在充电模式下时，电路开启电流反馈调节，通过采集到的电流值与设定的电流值比较进行PID调节。同时，电路也开启过压检测，当检测到充电支路U1th大于24 V时，停止工作。

当电路工作在放电模式下时，电路开启电压反馈调节，通过采集到的电压值与设定的电压值比较进行PID调节。

当电路工作在自动调节模式下时，电路开启电压反馈调节，通过采集到的U2端电压值与设定的电压值比较进行PID调节。

图A-7-10　电流采样电路

三、软件设计

1.程序流程图

系统上电后完成所需模块配置，进入模式选择界面。该界面下，可以选择充电模式、放电模式和发挥部分的自动调节模式。

当电路工作在充电模式下时，电路开启电流反馈调节，通过采集到的电流值与设定的电流值比较进行PID调节。同时，电路也开启过压检测，当检测到充电支路U1th大于24 V时，停止工作。

当电路工作在放电模式下时，电路开启电压反馈调节，通过采集到的电压值与设定的电压值比较进行PID调节。

当电路工作在自动调节模式下时，电路开启电压反馈调节，通过采集到的U2端电压值与设定的电压值比较进行PID调节。

图A-7-11　系统主流程

图A-7-11　系统主流程

图A-7-12　模式切换流程

2.PID调节分析

在控制方案上我们选用经典PID反馈调整，对输出电压进行采样，与参考电压比较得到误差电压后进行位移式PID调节，PID运算输出作为PWM波占空比的变化，同时采用电压与电流双环反馈调节，电流环的加入提高了反馈调节的速度和稳定性。图A-7-13是PID反馈调节过程。

图A-7-12　模式切换流程

2.PID调节分析

在控制方案上我们选用经典PID反馈调整，对输出电压进行采样，与参考电压比较得到误差电压后进行位移式PID调节，PID运算输出作为PWM波占空比的变化，同时采用电压与电流双环反馈调节，电流环的加入提高了反馈调节的速度和稳定性。图A-7-13是PID反馈调节过程。

图A-7-13　PID反馈调节过程

四、系统测试及结果分析

1.主要测试仪器

(1)TEKTRONIX DPO2012 100M 1GS/s双踪示波器；

(2)GWINSTEK 5位台式高精度数字万用表一台；

2.测试数据

(1)充电模式

①U2=30 V时，以ΔI=0.05 A的步进值在1～2 A范围内进行调整，测试数据如表A-7-1所示。

表A-7-1　电流步进测量数据

图A-7-13　PID反馈调节过程

四、系统测试及结果分析

1.主要测试仪器

(1)TEKTRONIX DPO2012 100M 1GS/s双踪示波器；

(2)GWINSTEK 5位台式高精度数字万用表一台；

2.测试数据

(1)充电模式

①U2=30 V时，以ΔI=0.05 A的步进值在1～2 A范围内进行调整，测试数据如表A-7-1所示。

表A-7-1　电流步进测量数据

②设定I1=2 A，U2在24～36 V之间调节，测量电流变化率。测试数据如表A-7-2所示。

表A-7-2　电流变化率测量数据

②设定I1=2 A，U2在24～36 V之间调节，测量电流变化率。测试数据如表A-7-2所示。

表A-7-2　电流变化率测量数据

③在I1=2 A，U2=30 V时，测量充电效率，测试数据如表A-7-3所示。

表A-7-3　充电效率测试数据

③在I1=2 A，U2=30 V时，测量充电效率，测试数据如表A-7-3所示。

表A-7-3　充电效率测试数据

④过压保护测试：当设定I1等于2 A，串入滑动变阻器增加电压，U1超过阈值24.12 V时，系统自动停止充电。

(2)放电模式

①保持U2=(30±0.5)V，测量放电效率，如表A-7-4所示。

表A-7-4　放电效率测试数据

④过压保护测试：当设定I1等于2 A，串入滑动变阻器增加电压，U1超过阈值24.12 V时，系统自动停止充电。

(2)放电模式

①保持U2=(30±0.5)V，测量放电效率，如表A-7-4所示。

表A-7-4　放电效率测试数据

②S1，S2接通，断开S3，电路变为自动双向DC-DC模式，改变电源电压，测量U2是否稳定在30 V，测试数据如表A-7-5所示。

表A-7-5　充电稳压测试数据

②S1，S2接通，断开S3，电路变为自动双向DC-DC模式，改变电源电压，测量U2是否稳定在30 V，测试数据如表A-7-5所示。

表A-7-5　充电稳压测试数据

五、实验总结

经过测试，本系统能达到题目要求的全部指标，具有简单高效的特点，充电效率和放电效率分别达到了96.7%和98.7%。同时，在发挥部分通过实时计算电池内阻，将电阻值加入反馈调节，拓展了基于阻抗跟踪技术的恒流-恒压充电模式。不足的是，由于PID参数整定不够完善，恒流或恒压时数据波动幅度较大，使得电流电压调整率不尽如人意，有待进一步改进。

六、参考资料

［1］张方华.双向DC-DC变换器的研究［D］.南京：南京航空航天大学，2004

［2］SanjayaManiktala.精通开关电源设计［M］.2版.北京：人民邮电出版社，2015

(本作品的主要程序清单及作品照片请见网站。)

五、实验总结

经过测试，本系统能达到题目要求的全部指标，具有简单高效的特点，充电效率和放电效率分别达到了96.7%和98.7%。同时，在发挥部分通过实时计算电池内阻，将电阻值加入反馈调节，拓展了基于阻抗跟踪技术的恒流-恒压充电模式。不足的是，由于PID参数整定不够完善，恒流或恒压时数据波动幅度较大，使得电流电压调整率不尽如人意，有待进一步改进。

六、参考资料

［1］张方华.双向DC-DC变换器的研究［D］.南京：南京航空航天大学，2004

［2］SanjayaManiktala.精通开关电源设计［M］.2版.北京：人民邮电出版社，2015

(本作品的主要程序清单及作品照片请见网站。)