调节在放电设计中的应用

基本信息

一、设计方案工作原理

1.预期实现目标定位

设计并制作用于电池储能装置的双向DC-DC变换器，实现电池的充放电功能，该功能可由按键设定，亦可自动转换。电池组由5节18650型、容量2 000～3 000 mAh的锂电池串联组成。所用电阻值的绝对值不大于5%。

2.技术方案分析比较

(1)DC-DC拓扑电路及驱动电路选择

方案1：隔离型DC-DC变换器，例如双向全桥变换器。本方案电压变化可较大，安全可靠，但变压器存在铜损和铁损，开关管多，开关损耗大，这些因素会导致变换器的效率降低，且该方案控制策略复杂，不易于调试。

一、设计方案工作原理

1.预期实现目标定位

设计并制作用于电池储能装置的双向DC-DC变换器，实现电池的充放电功能，该功能可由按键设定，亦可自动转换。电池组由5节18650型、容量2 000～3 000 mAh的锂电池串联组成。所用电阻值的绝对值不大于5%。

2.技术方案分析比较

(1)DC-DC拓扑电路及驱动电路选择

方案1：隔离型DC-DC变换器，例如双向全桥变换器。本方案电压变化可较大，安全可靠，但变压器存在铜损和铁损，开关管多，开关损耗大，这些因素会导致变换器的效率降低，且该方案控制策略复杂，不易于调试。

图A-5-1　隔离型Buck-Boost的基本拓扑

方案2：非隔离型DC-DC变换器，例如双向Buck-Boost变换器。该方案不仅节省了磁性元件，减轻重量，而且效率较高。驱动电路可选用集成驱动芯片，其重量小，外围电路少，性能稳定，例如半桥驱动芯片IRS2106。

图A-5-1　隔离型Buck-Boost的基本拓扑

方案2：非隔离型DC-DC变换器，例如双向Buck-Boost变换器。该方案不仅节省了磁性元件，减轻重量，而且效率较高。驱动电路可选用集成驱动芯片，其重量小，外围电路少，性能稳定，例如半桥驱动芯片IRS2106。

图A-5-2　Buck-Boost的基本拓扑

为了保证系统高效率，本设计选择方案2。

(2)控制电路的选择

方案1：使用半数字半模拟的方式实现，即采用低速单片机来实现电压环的控制，然后通过数模转换器将电压环PI调节器的输出作为电流环的基准，电流环采用模拟器件搭建，经过误差放大器、AD采样、定标处理后即可算出占空比。

方案2：使用TI公司的定点DSP：TMS320F2812，其主频为150 MHz，可输出12路PWM信号，内含16路12位模数转换器，其处理浮点数据的函数库IQMATH完全可满足控制的精度和速度要求，可将控制完全通过数字实现。经实测，整个控制算法只需半个开关周期(10 μs)的时间，具有优良的动态性能。

综上所述，数字控制电路与模拟控制电路相比，具有易修正、易调试、高稳定性等突出优点，所以本设计选择方案2。

(3)电流检测

方案1：采用精密的电阻和差分运算放大器组合构成的电流采样电路，其体积小，成本较低，易于制作，但是其温漂较大，精密电阻的选择较难。

方案2：可采用霍尔传感器HC05SY，测量范围为0～5 A，线性度好，比ACS712等霍尔电流检测芯片要准确，采样电流准确更有利于对精度的控制。

为了精确测量电流，本设计选择方案2。

(4)过充保护

过充保护由DSP来控制，当检测到电池组两端电压超过阀值24±0.5 V时，DSP将PWM输出设为零，驱动电路没有PWM波，电路不再工作，实现过充保护。

3.系统结构工作原理及功能指标实现方法

本设计以TMS320F2812为核心，选用Buck-Boost变换器，在充电模式对电流环进行PI调节，在放电模式对电压环进行PI调节，系统利用控制器内部AD进行采样，利用4×4矩阵键盘和12864液晶屏实现人机交互，总体框图如图A-5-3所示。

图A-5-2　Buck-Boost的基本拓扑

为了保证系统高效率，本设计选择方案2。

(2)控制电路的选择

方案1：使用半数字半模拟的方式实现，即采用低速单片机来实现电压环的控制，然后通过数模转换器将电压环PI调节器的输出作为电流环的基准，电流环采用模拟器件搭建，经过误差放大器、AD采样、定标处理后即可算出占空比。

方案2：使用TI公司的定点DSP：TMS320F2812，其主频为150 MHz，可输出12路PWM信号，内含16路12位模数转换器，其处理浮点数据的函数库IQMATH完全可满足控制的精度和速度要求，可将控制完全通过数字实现。经实测，整个控制算法只需半个开关周期(10 μs)的时间，具有优良的动态性能。

综上所述，数字控制电路与模拟控制电路相比，具有易修正、易调试、高稳定性等突出优点，所以本设计选择方案2。

(3)电流检测

方案1：采用精密的电阻和差分运算放大器组合构成的电流采样电路，其体积小，成本较低，易于制作，但是其温漂较大，精密电阻的选择较难。

方案2：可采用霍尔传感器HC05SY，测量范围为0～5 A，线性度好，比ACS712等霍尔电流检测芯片要准确，采样电流准确更有利于对精度的控制。

为了精确测量电流，本设计选择方案2。

(4)过充保护

过充保护由DSP来控制，当检测到电池组两端电压超过阀值24±0.5 V时，DSP将PWM输出设为零，驱动电路没有PWM波，电路不再工作，实现过充保护。

3.系统结构工作原理及功能指标实现方法

本设计以TMS320F2812为核心，选用Buck-Boost变换器，在充电模式对电流环进行PI调节，在放电模式对电压环进行PI调节，系统利用控制器内部AD进行采样，利用4×4矩阵键盘和12864液晶屏实现人机交互，总体框图如图A-5-3所示。

图A-5-3　系统总体框图

二、核心部件电路设计

1.关键器件性能分析

(1)开关管的选择

在系统设计中，在满足电流应力和电压应力，同时保证系统高效率的前提下，我们选用了IRFP140作为开关管，该开关管为N沟道MOSFET，额定电压为100 V，额定电流为33 A，完全能够满足要求。它的导通电阻只有40 mΩ，导通和开关损耗低，效率较高。

(2)电感设计

根据经验，一般选择输出滤波电感电流的脉动为最大输出电流的20%，这样电源的输出滤波电感电流的脉动为0.4 A，满足最小电流为1 A充电时电感电流连续的要求。输出滤波电感可按下式计算：

图A-5-3　系统总体框图

二、核心部件电路设计

1.关键器件性能分析

(1)开关管的选择

在系统设计中，在满足电流应力和电压应力，同时保证系统高效率的前提下，我们选用了IRFP140作为开关管，该开关管为N沟道MOSFET，额定电压为100 V，额定电流为33 A，完全能够满足要求。它的导通电阻只有40 mΩ，导通和开关损耗低，效率较高。

(2)电感设计

根据经验，一般选择输出滤波电感电流的脉动为最大输出电流的20%，这样电源的输出滤波电感电流的脉动为0.4 A，满足最小电流为1 A充电时电感电流连续的要求。输出滤波电感可按下式计算：

根据式(1)，当输入电压Uin=36 V，输出电压Uo=18 V时，Iom=2 A，D=1/2，Lf取最大值，将有关数据代入上式，可算得Lf=450 μH。

设计步骤如下：

①磁芯设计

初选EE33型磁芯，其有效面积Ae=114 mm2，窗口面积S=110.2 mm2。

②初选气隙

取最大电流对应最大磁场强度

根据式(1)，当输入电压Uin=36 V，输出电压Uo=18 V时，Iom=2 A，D=1/2，Lf取最大值，将有关数据代入上式，可算得Lf=450 μH。

设计步骤如下：

①磁芯设计

初选EE33型磁芯，其有效面积Ae=114 mm2，窗口面积S=110.2 mm2。

②初选气隙

取最大电流对应最大磁场强度

因为Lf的电流是单方向流动的，流过绕组的电流具有较大的直流分量，并叠加一个较小的交变分量，工作频率为50 kHz，属于第三类工作状态。因此磁芯的最大工作磁密可以取得很高，可接近于饱和磁密。取最大磁感应强度为0.3 T，由公式(2)得：

因为Lf的电流是单方向流动的，流过绕组的电流具有较大的直流分量，并叠加一个较小的交变分量，工作频率为50 kHz，属于第三类工作状态。因此磁芯的最大工作磁密可以取得很高，可接近于饱和磁密。取最大磁感应强度为0.3 T，由公式(2)得：

根据下列公式计算电感量：

根据下列公式计算电感量：

取N=30，代入式(4)得实际气隙：

取N=30，代入式(4)得实际气隙：

取δ=0.28 mm。

(3)滤波电容设计

取纹波电压ΔUo=10 mV。电解电容由于容值较大，两端的纹波主要由电感的纹波电流流过ESR引起。

取δ=0.28 mm。

(3)滤波电容设计

取纹波电压ΔUo=10 mV。电解电容由于容值较大，两端的纹波主要由电感的纹波电流流过ESR引起。

因此，根据式(6)可知所需电容为2 600 μF。实际选择的输出滤波电容为3 300 μF。

2.电路结构工作机理

(1)双向DC-DC主电路设计及器件选择

根据题中要求，主电路由Buck-Boost升降压式电路完成。具体电路如图A-5-4所示。主开关管Sm和同步整流管Sr均选用IRF140，该管为N沟道功率MOSFET。

(2)驱动电路设计

驱动电路采用驱动芯片IRS2106，它是国际整流器公司(IR)推出的驱动集成电路，适用于功率MOSFET、IGBT驱动的自举式集成电路。IRS2106芯片体积小，重量轻，集成度高(可同时驱动同一桥臂的上、下两只开关器件)，动态响应快，驱动能力强。

因此，根据式(6)可知所需电容为2 600 μF。实际选择的输出滤波电容为3 300 μF。

2.电路结构工作机理

(1)双向DC-DC主电路设计及器件选择

根据题中要求，主电路由Buck-Boost升降压式电路完成。具体电路如图A-5-4所示。主开关管Sm和同步整流管Sr均选用IRF140，该管为N沟道功率MOSFET。

(2)驱动电路设计

驱动电路采用驱动芯片IRS2106，它是国际整流器公司(IR)推出的驱动集成电路，适用于功率MOSFET、IGBT驱动的自举式集成电路。IRS2106芯片体积小，重量轻，集成度高(可同时驱动同一桥臂的上、下两只开关器件)，动态响应快，驱动能力强。

图A-5-4　主电路

图A-5-4　主电路

图A-5-5　驱动电路

(3)电流采样电路设计

采样电路采用霍尔电流传感器HC05SY作为传感器，后接电压跟随器做阻抗隔离，具体电路如图A-5-6所示。

图A-5-5　驱动电路

(3)电流采样电路设计

采样电路采用霍尔电流传感器HC05SY作为传感器，后接电压跟随器做阻抗隔离，具体电路如图A-5-6所示。

图A-5-6　霍尔电流传感器电路

(4)辅助电源电路设计

本系统中，霍尔传感器需要±15 V供电，驱动电路需要12 V供电，DSP及其他外围电路需要5 V供电。由于线性稳压电源的利用率低，采用开关电源能够有效减少辅助电源的损耗，系统的效率也可以进一步提高。另外两路辅助电源与其类似，此处不再赘述。

三、系统软件设计分析

1.系统总体流程及主要模块设计

DSP主程序主要对系统时钟初始化、事件管理器(EV)初始化、I/O口初始化、采样初始化后，开启定时采样中断和PWM周期中断。PWM由EV事件管理器产生，由定时器T1增计数模式产生数字锯齿波信号，与比较寄存器CMPR2结交产生一路频率为50 kHz的互补PWM信号。AD采样为了避免功率管开关时产生的噪声，均在锯齿波过零点处开始采样，采到电压信号U1、U2和电流信号I1后，根据此时的工作模式，进行PI算法，算出PWM的占空比，然后在PWM的周期中断里更新占空比。过压保护在PWM周期中断里判断，当符合动作要求时，令PWM输出设置为高阻态，令输出电流瞬间落下。

2.关键模块程序清单

void sequence(float a［］，int n)；//排序算法，用于提高AD采样的准确度

void Init_Epwm()；　　　　　　　　 //初始化EPWM

void Init_Adc()；　　　　　　　　 //初始化DSP片内AD

void Init_GPIO()；　　　　　　　　 //初始化I/O口

void display_init()；　　　　　　 //12864液晶显示程序

void soft_start()；　　　　　　　 //软启动

void delay(int32 i)；　　　　　　　//延时

interrupt void adc_isr()；　　　　 //ADC的中断程序

interrupt void epwm_isr()；　　　　//EPWM的中断程序

unsigned char Key_Scan()；　　　　//键盘扫描程序

四、竞赛工作环境条件

1.软件环境及仪器设备

本设计使用DSP集成开发环境CCS3.3作为软件开发平台，使用Altium Designer绘制PCB板。使用的仪器设备硬件平台有：直流电源：Chroma Programable DC POWER SUPPLY，Model 62012P-100-50；示波器：Lecroy wave runner 6030A，350 MHzOscilloscope；数字式万用表：UNI-T UT60A-cn。

2.前期设计使用模块

作品制作期间采用了前期制作的辅助电源模块，该模块由TPS5430开关型降压转换器做降压输出正电平，由MC34063 DC-DC变换芯片做反压输出负电压。本系统中，霍尔传感器需要±15 V供电，驱动电路需要12 V供电，DSP及其他外围电路需要5 V供电，故该模块可做±15 V、±12 V及±5 V三路输出。由于均采用开关型变换器，该模块效率较高。

五、作品成效总结分析

1.系统测试及分析

(1)充电模式，U2=30 V，充电电流为1～2 A步进可调，测试充电电流I1，测试结果如表A-5-1所示。

表A-5-1　充电电流步进充电测试

图A-5-6　霍尔电流传感器电路

(4)辅助电源电路设计

本系统中，霍尔传感器需要±15 V供电，驱动电路需要12 V供电，DSP及其他外围电路需要5 V供电。由于线性稳压电源的利用率低，采用开关电源能够有效减少辅助电源的损耗，系统的效率也可以进一步提高。另外两路辅助电源与其类似，此处不再赘述。

三、系统软件设计分析

1.系统总体流程及主要模块设计

DSP主程序主要对系统时钟初始化、事件管理器(EV)初始化、I/O口初始化、采样初始化后，开启定时采样中断和PWM周期中断。PWM由EV事件管理器产生，由定时器T1增计数模式产生数字锯齿波信号，与比较寄存器CMPR2结交产生一路频率为50 kHz的互补PWM信号。AD采样为了避免功率管开关时产生的噪声，均在锯齿波过零点处开始采样，采到电压信号U1、U2和电流信号I1后，根据此时的工作模式，进行PI算法，算出PWM的占空比，然后在PWM的周期中断里更新占空比。过压保护在PWM周期中断里判断，当符合动作要求时，令PWM输出设置为高阻态，令输出电流瞬间落下。

2.关键模块程序清单

void sequence(float a［］，int n)；//排序算法，用于提高AD采样的准确度

void Init_Epwm()；　　　　　　　　 //初始化EPWM

void Init_Adc()；　　　　　　　　 //初始化DSP片内AD

void Init_GPIO()；　　　　　　　　 //初始化I/O口

void display_init()；　　　　　　 //12864液晶显示程序

void soft_start()；　　　　　　　 //软启动

void delay(int32 i)；　　　　　　　//延时

interrupt void adc_isr()；　　　　 //ADC的中断程序

interrupt void epwm_isr()；　　　　//EPWM的中断程序

unsigned char Key_Scan()；　　　　//键盘扫描程序

四、竞赛工作环境条件

1.软件环境及仪器设备

本设计使用DSP集成开发环境CCS3.3作为软件开发平台，使用Altium Designer绘制PCB板。使用的仪器设备硬件平台有：直流电源：Chroma Programable DC POWER SUPPLY，Model 62012P-100-50；示波器：Lecroy wave runner 6030A，350 MHzOscilloscope；数字式万用表：UNI-T UT60A-cn。

2.前期设计使用模块

作品制作期间采用了前期制作的辅助电源模块，该模块由TPS5430开关型降压转换器做降压输出正电平，由MC34063 DC-DC变换芯片做反压输出负电压。本系统中，霍尔传感器需要±15 V供电，驱动电路需要12 V供电，DSP及其他外围电路需要5 V供电，故该模块可做±15 V、±12 V及±5 V三路输出。由于均采用开关型变换器，该模块效率较高。

五、作品成效总结分析

1.系统测试及分析

(1)充电模式，U2=30 V，充电电流为1～2 A步进可调，测试充电电流I1，测试结果如表A-5-1所示。

表A-5-1　充电电流步进充电测试

分析：测定I1的最大控制误差：1%，小于5%。测定I1的最大显示误差：1%，小于等于2%。因此，满足题目要求。

(2)充电模式，设定I1=2 A，U2=30 V，测试充电电流I1，结果如表A-5-2所示。

表A-5-2　U2恒流充电测试

分析：测定I1的最大控制误差：1%，小于5%。测定I1的最大显示误差：1%，小于等于2%。因此，满足题目要求。

(2)充电模式，设定I1=2 A，U2=30 V，测试充电电流I1，结果如表A-5-2所示。

表A-5-2　U2恒流充电测试

分析：充电电流I1的变化率：，小于等于1%。因此，满足题目要求。

(3)放电模式，US=32～38 V，测试U2，结果如表A-5-3所示。

表A-5-3　自动转换工作模式测试

分析：充电电流I1的变化率：，小于等于1%。因此，满足题目要求。

(3)放电模式，US=32～38 V，测试U2，结果如表A-5-3所示。

表A-5-3　自动转换工作模式测试

分析：测试端U2两端电压保持在(30±0.5)V，因此，满足题目要求。

(4)当I1=2 A，U2=30 V时，计算变换器的效率。

表A-5-4　充电模式下输入输出电压电流值

分析：测试端U2两端电压保持在(30±0.5)V，因此，满足题目要求。

(4)当I1=2 A，U2=30 V时，计算变换器的效率。

表A-5-4　充电模式下输入输出电压电流值

分析：此时变换器的效率为：大于等于90%。因此，满足题目要求。

(5)当系统处于放电模式时，保持U2=(30±0.5)V时，计算变换器的效率。

表A-5-5　放电模式下输入输出电压电流值

分析：此时变换器的效率为：大于等于90%。因此，满足题目要求。

(5)当系统处于放电模式时，保持U2=(30±0.5)V时，计算变换器的效率。

表A-5-5　放电模式下输入输出电压电流值

分析：此时变换器的效率为：，大于等于95%。因此，满足题目要求。

经测量，双向DC-DC变换器、测控电路与辅助电源三部分的总重量为450 g，小于等于500 g，因此，满足题目要求。

2.创新特色总结展望

经过四天三夜的努力，课题组完成了题目所有的要求，且指标均超出题目要求。在充电模式下，当U2恒定在30 V时，题目要求充电电流I1步进值不大于0.1 A，控制精度不低于5%，本设计可以按0.05 A的步进调节，电流控制精度在1%以内；当设定I1为2 A时，调整稳压源输出，题目要求I1变化率为1%，本设计I1的变化率为0.2%；当I1=2 A，U2=30 V时，题目要求变换器效率不小于90%，本设计在此工作条件下效率为98.1%。在放电模式下，保持U2=30 V，题目要求变换器效率不小于95%，本设计的效率为96.3%，当电压超过24 V时，停止充电。通过本次设计，我们对电力电子技术、双向DC-DC变换器有了更为深入的认识。随着社会的发展，双向DC-DC变换器越发得到关注，我们也希望将来能够在该方向进行更为深入的研究。

六、参考资料

［1］罗咏.双向DC-DC变换器及电池能量管理系统研究［D］.武汉：华中科技大学，2013

［2］林静然.基于TI DSP的通用算法实现［M］.北京：电子工业出版社，2008

［3］孔丽明.TMS320F2812原理及其C语言程序开发［M］.北京：清华大学出版社，2008

［4］王成华，王友仁，胡志忠.现代电子技术基础(模拟部分)［M］.北京：北京航空航天大学出版社，2005

［5］冈村廸夫.OP放大电路设计［M］.北京：科学出版社，2004

［6］王水平，王亚聪，等.MOSFET/IGBT驱动集成电路及应用［M］.北京：人民邮电出版社，2009

［7］周志敏，周继海.开关电源实用技术设计与应用［M］.北京：人民邮电出版社，2009

分析：此时变换器的效率为：，大于等于95%。因此，满足题目要求。

经测量，双向DC-DC变换器、测控电路与辅助电源三部分的总重量为450 g，小于等于500 g，因此，满足题目要求。

2.创新特色总结展望

经过四天三夜的努力，课题组完成了题目所有的要求，且指标均超出题目要求。在充电模式下，当U2恒定在30 V时，题目要求充电电流I1步进值不大于0.1 A，控制精度不低于5%，本设计可以按0.05 A的步进调节，电流控制精度在1%以内；当设定I1为2 A时，调整稳压源输出，题目要求I1变化率为1%，本设计I1的变化率为0.2%；当I1=2 A，U2=30 V时，题目要求变换器效率不小于90%，本设计在此工作条件下效率为98.1%。在放电模式下，保持U2=30 V，题目要求变换器效率不小于95%，本设计的效率为96.3%，当电压超过24 V时，停止充电。通过本次设计，我们对电力电子技术、双向DC-DC变换器有了更为深入的认识。随着社会的发展，双向DC-DC变换器越发得到关注，我们也希望将来能够在该方向进行更为深入的研究。

六、参考资料

［1］罗咏.双向DC-DC变换器及电池能量管理系统研究［D］.武汉：华中科技大学，2013

［2］林静然.基于TI DSP的通用算法实现［M］.北京：电子工业出版社，2008

［3］孔丽明.TMS320F2812原理及其C语言程序开发［M］.北京：清华大学出版社，2008

［4］王成华，王友仁，胡志忠.现代电子技术基础(模拟部分)［M］.北京：北京航空航天大学出版社，2005

［5］冈村廸夫.OP放大电路设计［M］.北京：科学出版社，2004

［6］王水平，王亚聪，等.MOSFET/IGBT驱动集成电路及应用［M］.北京：人民邮电出版社，2009

［7］周志敏，周继海.开关电源实用技术设计与应用［M］.北京：人民邮电出版社，2009