电池过充保护的测量电路设计与优化

基本信息

一、技术方案分析比较

本题设计并制作了一个用于电池储能装置的双向DC-DC变换器，实现电池的充放电功能。电池侧直流电压为24～36 V，电流为1～2 A；负载侧直流电压为30 V。其核心部分即主电路包含以下可选方案：

方案1：双-单向DC-DC变换器

采用两路DC-DC电源模块，一路单向Buck在电池充电模式时使能，一路单向Boost在电池放电模式时使能，两路模块可采用单片机控制继电器进行切换。此方案电路冗余，两路模块切换控制较为麻烦。

方案2：带隔离变压器的双向全桥DC-DC变换器

采用双向全桥DC-DC变换器，该变换器的隔离变压器两侧均为全桥结构：高压侧为电压型全桥结构；低压侧为电流型全桥结构。但此方案需要的功率元件比较多。在导通的回路上至少有两个管压降，因此效率有所降低，由于变压器两侧均有四个开关管，损耗也略有增加。

方案3：以同步整流为核心构成双向DC-DC变换器

采用分立元件构成DC-DC双向变换器，与方案1相比，双向DC-DC变换器应用一个变换器来控制能量的双向传输，用导通压降小的MOS管替代续流二极管以降低损耗，电感电流不存在断续模式利于减小滤波电感，具有效率高、体积小、动态性能好和成本低等优势。

综合以上三种方案，选择方案3。

二、核心部件电路分析设计

设计电路包括主电路、测量电路、控制电路、驱动电路、保护电路、辅助电源等部分。测量电路包括电流电压采样；采用单片机控制电路；由IR2110驱动开关管导通关断；保护电路是16850锂电池的过充保护。

1.主电路

双向DC-DC变换电路采用双向Buck-Boost变换器结构，如图A-1-1所示。该变换器由同步整流电路改造而来，将普通Buck电路的二极管换成MOSFET，在变换器的两端均接入滤波电容。由于Buck电路和Boost电路的对偶关系以及MOS管的双向导电性，这个电路从一端看来是同步Buck电路，而在另一端看是同步Boost电路。两个MOS管由两路带死区的互补PWM信号控制(设MOSFET2的占空比为D)，电路工作在Buck状态还是Boost状态，由电感中电流的流向以及占空比D决定。

(1)升降压电感的选择

由于双向DC-DC电路采用MOSFET代替传统的续流二极管，电感不存在断流模式，因此电感按公式(1)估算：

一、技术方案分析比较

本题设计并制作了一个用于电池储能装置的双向DC-DC变换器，实现电池的充放电功能。电池侧直流电压为24～36 V，电流为1～2 A；负载侧直流电压为30 V。其核心部分即主电路包含以下可选方案：

方案1：双-单向DC-DC变换器

采用两路DC-DC电源模块，一路单向Buck在电池充电模式时使能，一路单向Boost在电池放电模式时使能，两路模块可采用单片机控制继电器进行切换。此方案电路冗余，两路模块切换控制较为麻烦。

方案2：带隔离变压器的双向全桥DC-DC变换器

采用双向全桥DC-DC变换器，该变换器的隔离变压器两侧均为全桥结构：高压侧为电压型全桥结构；低压侧为电流型全桥结构。但此方案需要的功率元件比较多。在导通的回路上至少有两个管压降，因此效率有所降低，由于变压器两侧均有四个开关管，损耗也略有增加。

方案3：以同步整流为核心构成双向DC-DC变换器

采用分立元件构成DC-DC双向变换器，与方案1相比，双向DC-DC变换器应用一个变换器来控制能量的双向传输，用导通压降小的MOS管替代续流二极管以降低损耗，电感电流不存在断续模式利于减小滤波电感，具有效率高、体积小、动态性能好和成本低等优势。

综合以上三种方案，选择方案3。

二、核心部件电路分析设计

设计电路包括主电路、测量电路、控制电路、驱动电路、保护电路、辅助电源等部分。测量电路包括电流电压采样；采用单片机控制电路；由IR2110驱动开关管导通关断；保护电路是16850锂电池的过充保护。

1.主电路

双向DC-DC变换电路采用双向Buck-Boost变换器结构，如图A-1-1所示。该变换器由同步整流电路改造而来，将普通Buck电路的二极管换成MOSFET，在变换器的两端均接入滤波电容。由于Buck电路和Boost电路的对偶关系以及MOS管的双向导电性，这个电路从一端看来是同步Buck电路，而在另一端看是同步Boost电路。两个MOS管由两路带死区的互补PWM信号控制(设MOSFET2的占空比为D)，电路工作在Buck状态还是Boost状态，由电感中电流的流向以及占空比D决定。

(1)升降压电感的选择

由于双向DC-DC电路采用MOSFET代替传统的续流二极管，电感不存在断流模式，因此电感按公式(1)估算：

根据计算，L取为220 μH。

(2)输入输出电容C1、C2的设计

根据计算，L取为220 μH。

(2)输入输出电容C1、C2的设计

图A-1-1　双向Buck-Boost变换器拓扑图

由于本电路输入输出端对偶，因此需要在输入输出端均接入滤波电容，电容需要滤掉主要的开关纹波。选择的电容C要足够大，是为了使系统达到设计目标，这里选用了目前市场上较为常见的大容量4700 μF铝电解电容。为减小电容的ESR，在U1、U2端滤波电容并联ESR小的高频电解电容。

(3)MOSFET选型

在整个电路中，MOSFET所承受的峰值电压UM=38 V。考虑到2～3倍的电压裕量，选择的开关管的额定电压UR至少为76 V。

电路上的最大平均电流为2 A，考虑到峰值电流的因素并留有2～3倍裕量，开关管的额定电流至少为5 A。但是为了减小开关管损耗，选择额定电流大的MOSFET有助于提高电路整体效率。

基于以上两种因素，最终主电路采用N沟道MOS管CSD19536KCS。该开关管额定电压100 V，额定电流150 A，导通内阻2.3 mΩ，作为本次电路的开关管比较合适。

(4)效率分析计算

系统效率基本取决于主电路。在输入电压为30 V，Buck输入电流为2 A的测试条件下，假设此时最小的输出充电电压为18 V，则输出功率为36 W，若要使效率达到90%以上，那么允许损耗的功率为4 W。

①开关管的损耗

开关管的功率损耗包括开关损耗与导通损耗。其中导通损耗与开关管的通态内阻直接相关，而开关损耗与开关频率直接相关。

本设计选用的MOSFET内阻为2.3 mΩ，经估算其导通损耗为

I2·R=22×0.002 3×2 W=0.018 4 W。

其开通和关断损耗分别为

图A-1-1　双向Buck-Boost变换器拓扑图

由于本电路输入输出端对偶，因此需要在输入输出端均接入滤波电容，电容需要滤掉主要的开关纹波。选择的电容C要足够大，是为了使系统达到设计目标，这里选用了目前市场上较为常见的大容量4700 μF铝电解电容。为减小电容的ESR，在U1、U2端滤波电容并联ESR小的高频电解电容。

(3)MOSFET选型

在整个电路中，MOSFET所承受的峰值电压UM=38 V。考虑到2～3倍的电压裕量，选择的开关管的额定电压UR至少为76 V。

电路上的最大平均电流为2 A，考虑到峰值电流的因素并留有2～3倍裕量，开关管的额定电流至少为5 A。但是为了减小开关管损耗，选择额定电流大的MOSFET有助于提高电路整体效率。

基于以上两种因素，最终主电路采用N沟道MOS管CSD19536KCS。该开关管额定电压100 V，额定电流150 A，导通内阻2.3 mΩ，作为本次电路的开关管比较合适。

(4)效率分析计算

系统效率基本取决于主电路。在输入电压为30 V，Buck输入电流为2 A的测试条件下，假设此时最小的输出充电电压为18 V，则输出功率为36 W，若要使效率达到90%以上，那么允许损耗的功率为4 W。

①开关管的损耗

开关管的功率损耗包括开关损耗与导通损耗。其中导通损耗与开关管的通态内阻直接相关，而开关损耗与开关频率直接相关。

本设计选用的MOSFET内阻为2.3 mΩ，经估算其导通损耗为

I2·R=22×0.002 3×2 W=0.018 4 W。

其开通和关断损耗分别为

其总损耗为

Ptotal=0.018 4+0.543+0.322=0.883 4(W)

②电感储能损耗

电感储能的损耗公式，铁损耗为53.05×0.0852.06×651.56=222.55(mW/cm3)，磁环体积为4.15 cm3，所以P=0.222 55×4.15=0.924(W)。其功率约为1 W。

③其他损耗

考虑电路在非理想状态下工作，根据经验假设其最大损耗为1 W。经过计算可得到系统的功率损耗约为2.9 W，效率能满足要求。

2.测量电路

电流采样电路选用INA270，如图A-1-2所示。对于INA270，当选取的RS能提供电压范围为50～100 mV时获得最佳性能，因此选取50 mΩ的采样电阻。供电旁路电容是为了让电源纹波更小，采用最小的旁路电容0.01 μF和0.1 μF放置在靠近输出引脚处。

其总损耗为

Ptotal=0.018 4+0.543+0.322=0.883 4(W)

②电感储能损耗

电感储能的损耗公式，铁损耗为53.05×0.0852.06×651.56=222.55(mW/cm3)，磁环体积为4.15 cm3，所以P=0.222 55×4.15=0.924(W)。其功率约为1 W。

③其他损耗

考虑电路在非理想状态下工作，根据经验假设其最大损耗为1 W。经过计算可得到系统的功率损耗约为2.9 W，效率能满足要求。

2.测量电路

电流采样电路选用INA270，如图A-1-2所示。对于INA270，当选取的RS能提供电压范围为50～100 mV时获得最佳性能，因此选取50 mΩ的采样电阻。供电旁路电容是为了让电源纹波更小，采用最小的旁路电容0.01 μF和0.1 μF放置在靠近输出引脚处。

图A-1-2　INA270典型应用电路

IN+与IN-之间的电压VRS和输出电压Uo之间的关系是Uo=k·VRS，经过实验发现k大概在20.5左右。计算电流的公式如下：

图A-1-2　INA270典型应用电路

IN+与IN-之间的电压VRS和输出电压Uo之间的关系是Uo=k·VRS，经过实验发现k大概在20.5左右。计算电流的公式如下：

微控制器通过A/D转换可得到Uo的值，固定系数k可以从实验中得到，Uo/k便得出检测电阻RS两端的电压。而RS在一个已经做好的电路里是固定的，可以通过实验得出RS的阻值，用RS两端的电压除以RS的阻值便可得到流经RS的电流。因为INA270的输入阻抗很大而RS的阻值很小，RS和负载便是串联关系，所以流经RS的电流也就是负载上的电流。因此只要得出Uo的值便可计算出对应的负载电流I，并且两者呈线性关系。令KS=k·RS，那么I便等于Uo/KS，而一个电路的KS是确定的已知量。所以微控制器只要用AD检测法测出Uo再除以一个KS便是所测负载的电流了。

3.驱动电路

采用专用的半桥驱动芯片IR2110。电路如图A-1-3所示。图中C1、VD1分别为自举电容和二极管，C2为VCC的滤波电容。假定在S1关断期间C1已充到足够的电压(VC1≈VCC)。当HIN为高电平时，VM1开通，VM2关断，VC1加到S1的门极和发射极之间，C1通过VM1，Rg1和S1门极栅极电容Cgc1放电，Cgc1被充电。此时VC1可等效为一个电压源。当HIN为低电平时，VM2开通，VM1断开，S1栅电荷经Rg1、VM2迅速释放，S1关断。经短暂的死区时间(td)之后，LIN为高电平，S2开通，VCC经VD1，S2给C1充电，迅速为C1补充能量。如此循环反复。

自举二极管(VD1)和电容(C1)是IR2110在PWM应用时需要严格挑选和设计的元器件，应根据一定的规则进行计算分析。在电路实验时进行一些调整，使电路工作在最佳状态。经理论及实验分析后，我们采用0.1 μF的CBB电容和快速恢复二极管FR107。

4.辅助电源

电源由变压部分、滤波部分、稳压部分组成。为整个系统提供5 V和12 V电压，确保电路的正常稳定工作。本设计采用LM2596芯片实现。

微控制器通过A/D转换可得到Uo的值，固定系数k可以从实验中得到，Uo/k便得出检测电阻RS两端的电压。而RS在一个已经做好的电路里是固定的，可以通过实验得出RS的阻值，用RS两端的电压除以RS的阻值便可得到流经RS的电流。因为INA270的输入阻抗很大而RS的阻值很小，RS和负载便是串联关系，所以流经RS的电流也就是负载上的电流。因此只要得出Uo的值便可计算出对应的负载电流I，并且两者呈线性关系。令KS=k·RS，那么I便等于Uo/KS，而一个电路的KS是确定的已知量。所以微控制器只要用AD检测法测出Uo再除以一个KS便是所测负载的电流了。

3.驱动电路

采用专用的半桥驱动芯片IR2110。电路如图A-1-3所示。图中C1、VD1分别为自举电容和二极管，C2为VCC的滤波电容。假定在S1关断期间C1已充到足够的电压(VC1≈VCC)。当HIN为高电平时，VM1开通，VM2关断，VC1加到S1的门极和发射极之间，C1通过VM1，Rg1和S1门极栅极电容Cgc1放电，Cgc1被充电。此时VC1可等效为一个电压源。当HIN为低电平时，VM2开通，VM1断开，S1栅电荷经Rg1、VM2迅速释放，S1关断。经短暂的死区时间(td)之后，LIN为高电平，S2开通，VCC经VD1，S2给C1充电，迅速为C1补充能量。如此循环反复。

自举二极管(VD1)和电容(C1)是IR2110在PWM应用时需要严格挑选和设计的元器件，应根据一定的规则进行计算分析。在电路实验时进行一些调整，使电路工作在最佳状态。经理论及实验分析后，我们采用0.1 μF的CBB电容和快速恢复二极管FR107。

4.辅助电源

电源由变压部分、滤波部分、稳压部分组成。为整个系统提供5 V和12 V电压，确保电路的正常稳定工作。本设计采用LM2596芯片实现。

图A-1-3　半桥驱动电路

图A-1-3　半桥驱动电路

图A-1-4　LM2596标准测试电路

三、程序及数字控制部分设计

1.程序功能描述

我们选取TI公司的低功耗单片机MSP430F6638作为主控芯片。根据题目要求，软件部分主要实现电路的测量与控制、信息显示和人机交互。

(1)键盘实现功能：设置电路的工作模式和电流步进值。

(2)显示部分：显示电压、电流、工作状态等信息。

(3)电路测量：用MSP430单片机内置的12 bit AD对输入输出电压电流进行采样和数字滤波。

(4)电路控制：利用单片机内置的16位定时器产生PWM波作为MOSFET栅极驱动器控制信号，PWM占空比根据设置的电压电流给定值与实测值之差进行PI控制调节，公式如下：

图A-1-4　LM2596标准测试电路

三、程序及数字控制部分设计

1.程序功能描述

我们选取TI公司的低功耗单片机MSP430F6638作为主控芯片。根据题目要求，软件部分主要实现电路的测量与控制、信息显示和人机交互。

(1)键盘实现功能：设置电路的工作模式和电流步进值。

(2)显示部分：显示电压、电流、工作状态等信息。

(3)电路测量：用MSP430单片机内置的12 bit AD对输入输出电压电流进行采样和数字滤波。

(4)电路控制：利用单片机内置的16位定时器产生PWM波作为MOSFET栅极驱动器控制信号，PWM占空比根据设置的电压电流给定值与实测值之差进行PI控制调节，公式如下：

2.提高电路测量与控制精度的方法

我们将步进精度设计为1 mA(2 A量程)，这就需要至少11位的AD采样检测精度以及高于1/2 000分辨率的PWM控制精度才能满足要求。但实际上由于蓄电池内部化学反应对电流控制存在较大影响，以及电路中的噪声干扰，MSP430F6638单片机上集成的12位AD转换器和16位定时器并不能直接满足要求，我们采取以下两种手段：

(1)过采样技术。它是使用比所需速率高得多的速率对模拟信号进行采样来提高分辨率的技术。与数字滤波和抽取结合使用，可产生更高的分辨率，背后的原理是过采样信号中的总量化噪声与以原速率采样的信号相同，但总量化噪声被分散到了更高的带宽中。该过采样信号可以原始带宽滤波，减少总量化噪声。总噪声降低以后，在保持原始信噪比(SNR)的同时，信号可以更小的步进进行分辨。利用过采样、噪声整形和数字滤波技术，电流测量达到题目所需要求。

(2)一阶sigma-delta调制控制PWM波占空比。MSP430F6638的最高时钟频率为32 MHz，开关频率取20 kHz，当PWM脉冲以中心对称的模式输出时有1/800的分辨率，但实测此时的电流控制效果并不理想，因此我们采用一阶sigma-delta调制(数字抖动技术)，每20个周期的PWM波取其平均状态，分辨率达到了1/16 000，最终使得电流控制精度成功达到了设计要求的1 mA。

3.程序流程图及中断

2.提高电路测量与控制精度的方法

我们将步进精度设计为1 mA(2 A量程)，这就需要至少11位的AD采样检测精度以及高于1/2 000分辨率的PWM控制精度才能满足要求。但实际上由于蓄电池内部化学反应对电流控制存在较大影响，以及电路中的噪声干扰，MSP430F6638单片机上集成的12位AD转换器和16位定时器并不能直接满足要求，我们采取以下两种手段：

(1)过采样技术。它是使用比所需速率高得多的速率对模拟信号进行采样来提高分辨率的技术。与数字滤波和抽取结合使用，可产生更高的分辨率，背后的原理是过采样信号中的总量化噪声与以原速率采样的信号相同，但总量化噪声被分散到了更高的带宽中。该过采样信号可以原始带宽滤波，减少总量化噪声。总噪声降低以后，在保持原始信噪比(SNR)的同时，信号可以更小的步进进行分辨。利用过采样、噪声整形和数字滤波技术，电流测量达到题目所需要求。

(2)一阶sigma-delta调制控制PWM波占空比。MSP430F6638的最高时钟频率为32 MHz，开关频率取20 kHz，当PWM脉冲以中心对称的模式输出时有1/800的分辨率，但实测此时的电流控制效果并不理想，因此我们采用一阶sigma-delta调制(数字抖动技术)，每20个周期的PWM波取其平均状态，分辨率达到了1/16 000，最终使得电流控制精度成功达到了设计要求的1 mA。

3.程序流程图及中断

图A-1-5　程序流程图

图A-1-5　程序流程图

图A-1-6　中断示意图

四、竞赛工作环境条件

1.测试方案

图A-1-6　中断示意图

四、竞赛工作环境条件

1.测试方案

(1)电流变化率的测试方法：设U2=36 V时，充电电流值为I11；U2=30 V时，充电电流值为I1；U2=24 V时，充电电流值为I12，则。

(1)电流变化率的测试方法：设U2=36 V时，充电电流值为I11；U2=30 V时，充电电流值为I1；U2=24 V时，充电电流值为I12，则。

(2)DC-DC变换器效率：。

2.测试仪器

(1)示波器：Tektronix/TDS2012/100 MHz/1 GS/S。

(2)万用表：LINI-T UT805A、Honeytek DT9802。

(3)可调稳压电源：DF1731SC2A。

五、作品成效总结分析

表A-1-1　可控恒流充电测试

(2)DC-DC变换器效率：。

2.测试仪器

(1)示波器：Tektronix/TDS2012/100 MHz/1 GS/S。

(2)万用表：LINI-T UT805A、Honeytek DT9802。

(3)可调稳压电源：DF1731SC2A。

五、作品成效总结分析

表A-1-1　可控恒流充电测试

从实验结果可以看出，电流控制精度基本在0.1%左右，满足了题目要求。

表A-1-2　充电电流变化率测试

从实验结果可以看出，电流控制精度基本在0.1%左右，满足了题目要求。

表A-1-2　充电电流变化率测试

从实验结果可以看出，当充电电压变化时，电流的变化率不超过0.1%。

表A-1-3　充电效率测试

从实验结果可以看出，当充电电压变化时，电流的变化率不超过0.1%。

表A-1-3　充电效率测试

从实验结果可以看出，本设计的充电效率高达94%以上，很好地满足了题目的设计要求。

表A-1-4　过充保护测试

从实验结果可以看出，本设计的充电效率高达94%以上，很好地满足了题目的设计要求。

表A-1-4　过充保护测试

从实验结果可以看出，本设计满足了在24 V时过充保护功能，且误差控制在0.5%以内，能够十分精确地保护系统的正常工作。

表A-1-5　放电效率测试

从实验结果可以看出，本设计满足了在24 V时过充保护功能，且误差控制在0.5%以内，能够十分精确地保护系统的正常工作。

表A-1-5　放电效率测试

从实验结果可以看出，本设计的放电效率高达97%以上，达到了高效节能的目的。

表A-1-6　稳压输出测试

从实验结果可以看出，本设计的放电效率高达97%以上，达到了高效节能的目的。

表A-1-6　稳压输出测试

从实验结果可以看出，本设计在充放电切换时，能很好地控制电压变化率不超过0.3%。

本作品完成了题目的基本要求和发挥部分的部分要求，系统性能良好。通过对作品的各项进行优化，使系统的性能有了提高。

六、特色创新

(1)本作品在电路拓扑上采用了工作在同步整流模式下的Buck-Boost电路，只用两个MOS管就实现了电能的双向输送，一方面实现了变换器工作时电流的自然换向，另一方面用MOS管替换续流二极管，显著提高了变换器转换效率。

(2)本作品采用了MSP430系列低功耗单片机，测控电路耗能少；利用过采样、数字滤波和数字抖动等技术，实现了超出单片机硬件条件的测量、控制精度。

七、参考资料

［1］康华光.电子技术基础(模拟部分)［M］.北京：高等教育出版社，2006

［2］黄根春，周立青，张望先.全国大学生电子设计竞赛教程——基于TI器件设计方法［M］.北京：电子工业出版社，2011

［3］全国大学生电子设计竞赛组委会.2011年全国大学生电子设计竞赛获奖作品选编［M］.北京：北京理工大学出版社，2012

［4］李龙文，张宝华.开关电源设计与最新控制IC应用［M］.北京：中国电力出版社，2013

［5］胡仁杰，堵国樑.全国大学生电子设计竞赛优秀作品设计报告选编(2013年江苏赛区)［M］.南京：东南大学出版社，2014

(本作品的电路原理图及作品照片请见网站。)

从实验结果可以看出，本设计在充放电切换时，能很好地控制电压变化率不超过0.3%。

本作品完成了题目的基本要求和发挥部分的部分要求，系统性能良好。通过对作品的各项进行优化，使系统的性能有了提高。

六、特色创新

(1)本作品在电路拓扑上采用了工作在同步整流模式下的Buck-Boost电路，只用两个MOS管就实现了电能的双向输送，一方面实现了变换器工作时电流的自然换向，另一方面用MOS管替换续流二极管，显著提高了变换器转换效率。

(2)本作品采用了MSP430系列低功耗单片机，测控电路耗能少；利用过采样、数字滤波和数字抖动等技术，实现了超出单片机硬件条件的测量、控制精度。

七、参考资料

［1］康华光.电子技术基础(模拟部分)［M］.北京：高等教育出版社，2006

［2］黄根春，周立青，张望先.全国大学生电子设计竞赛教程——基于TI器件设计方法［M］.北京：电子工业出版社，2011

［3］全国大学生电子设计竞赛组委会.2011年全国大学生电子设计竞赛获奖作品选编［M］.北京：北京理工大学出版社，2012

［4］李龙文，张宝华.开关电源设计与最新控制IC应用［M］.北京：中国电力出版社，2013

［5］胡仁杰，堵国樑.全国大学生电子设计竞赛优秀作品设计报告选编(2013年江苏赛区)［M］.南京：东南大学出版社，2014

(本作品的电路原理图及作品照片请见网站。)