单相逆变电路的电流型设计优化

2023-06-23 理论教育版权反馈

【摘要】：图3.10 所示是一种并联谐振式单相桥式电流型逆变电路的原理图。图3.10单相桥式电流型逆变电路该电路是采用负载换流方式工作的，要求负载电流略超前于负载电压，即负载略呈容性。图3.10 中R 和L 串联即为感应线圈的等效电路。电容C 和L、R 构成并联谐振电路，故这种逆变电路也被称为并联谐振式逆变电路。因为是电流型逆变电路，故其交流输出电流波形接近矩形波，其中包含基波和各奇次谐波，且谐波幅值远小于基波。

图3.10 所示是一种并联谐振式单相桥式电流型逆变电路的原理图。电路由四个桥臂构成，每个桥臂的晶闸管各串联一个电抗器LT。LT 用来限制晶闸管开通时的di/dt，各桥臂的LT 之间不存在互感。使桥臂1、4 和桥臂2、3 以1 000～2 500 Hz 的中频轮流导通，就可以在负载上得到中频交流电。

pagenumber_ebook=142,pagenumber_book=135

图3.10　单相桥式电流型（并联谐振式）逆变电路

该电路是采用负载换流方式工作的，要求负载电流略超前于负载电压，即负载略呈容性。实际负载一般是电磁感应线圈，用来加热置于线圈内的钢料。图3.10 中R 和L 串联即为感应线圈的等效电路。因为功率因数很低，故并联补偿电容器C。电容C 和L、R 构成并联谐振电路，故这种逆变电路也被称为并联谐振式逆变电路。负载换流方式要求负载电流超前于电压，因此补偿电容应使负载过补偿，使负载电路总体上工作在容性并略失谐的情况下。

因为是电流型逆变电路，故其交流输出电流波形接近矩形波，其中包含基波和各奇次谐波，且谐波幅值远小于基波。因基波频率接近负载电路谐振频率，故负载电路对基波呈现高阻抗，而对谐波呈现低阻抗。谐波在负载电路上产生的压降很小，因此负载电压的波形接近正弦波。

pagenumber_ebook=143,pagenumber_book=136

图3.11　单相桥式电流型（并联谐振式）逆变电路的工作波形

图3.11 是单相桥式电流型逆变电路的工作波形。在交流电流的一个周期内，有两个稳定导通阶段和两个换流阶段。

t1～t2 阶段：晶闸管VT1 和VT4 稳定导通阶段，负载电流io=Id，近似为恒值，t2 时刻之前在电容C 上，即负载上建立了左正右负的电压。

t2～t4 阶段：在t2 时刻触发晶闸管VT2 和VT3，因为t2 时VT2 和VT3 的阳极电压等于负载电压，为正值，故VT2 和VT3 导通，开始进入换流阶段。t4-t2=tγ 称为换流时间。由于每个晶闸管都串有换流电抗器LT，故VT1 和VT4 在t2 时刻不能立刻关断，其电流有一个减小过程。同样，VT2 和VT3 的电流也有一个增大的过程。t2 时刻后，四个晶闸管全部导通，负载电容电压经两个并联的放电回路同时放电。其中一个回路是经LT1、VT1、VT3、LT3回到电容C；另一个回路是经LT2、VT2、VT4、LT4回到电容C，如图3.10 中虚线所示。在这个过程中，VT1、VT4电流逐渐减小，VT2、VT3 电流逐渐增大。当t=t4 时，VT1、VT4 电流减至零而关断，直流侧电流Id 全部从VT1、VT4 转移到VT2、VT3，换流阶段结束。因为负载电流io=iVT1-iVT2 ，所以io 在t3 时刻，即iVT1=iVT2 时刻过零，t3 时刻大体位于t2 和t4 的中点。

t4～t5 阶段：晶闸管在电流减小到零后，尚需一段时间才能恢复正向阻断能力。因此，在t4 时刻换流结束后，还要使VT1、VT4 承受一段反压时间tβ 才能保证其可靠关断。tβ=t5-t4 应大于晶闸管的关断时间toff。如果VT1、VT4 尚未恢复阻断能力就被加上正向电压，将会重新导通，使逆变失败。为了保证可靠换流，应在负载电压uo 过零前tδ=t5-t2 时刻去触发VT2、VT3。tδ称为触发引前时间。

图3.11 中t4～t6 是VT2、VT3 的稳定导通阶段。t6 以后又进入从VT2、VT3 导通向VT1、VT4 导通的换流阶段，其过程和前面的分析类似。

在换流过程中，上下桥臂的LT 上的电压极性相反，如果不考虑晶闸管压降，则A、B 间的电压uAB=0。可以看出，uAB的脉动频率为交流输出电压频率的两倍。在uAB为负的部分，逆变电路从直流电源吸收的能量为负，即补偿电容C 的能量向直流电源反馈。这实际上反映了负载和直流电源之间无功能量的交换。在直流侧，Ld 起到缓冲这种无功能量的作用。

如果忽略换流过程，io 可近似看成矩形波，展开成傅里叶级数可得